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Infineon MOSFET VGS波形测量两三事 - 知乎

Infineon MOSFET VGS波形测量两三事 - 知乎切换模式写文章登录/注册Infineon MOSFET VGS波形测量两三事大大通​已认证账号大大通——大联大线上技术支持平台&方案知识库大大通Infineon原厂频道——了解英飞凌最新方案、技术、产品资讯。摘要：「这是最好的时代，也是最坏的时代；这是智慧的时代，也是愚蠢的时代；这是信仰的时期，也是怀疑的时期；这是光明的季节，也是黑暗的季节；这是希望之春，也是失望之冬；人们面前有着各样事物。」-狄更斯<双城记>我们身处在一个方便的时代，各种消费性电子产品，手机、电脑屏幕、数位点餐机等等。而这些产品的背后，都有看不到的电在驱使着神奇的科技。而在看不到，摸不着的电力世界中。我们一向需要从碳棒测量、示波器呈现、最终到人眼观察我们想看见的波形信号。这种感觉就像强制玩传声游戏，一个传一个的情况下拿到最后的信息。如果中间有人传错了，我们就会解读到错误的信息，产生错误的行为。这本质上就是一种资源的浪费。那实际上错误的状况，会是如何呢？Vgs测量：(图一 : Vgs ON spike 图二 : Vgs OFF spike)图一、二显示波形于示波器上，但可以看到Vgs都大于30V，等于超过datasheet定义的Vgs电压上限值。理论上来说会MOS应该要损坏，或者用料上并无MOS可以符合这个条件的使用。但此现象其实很多时候都源自于示波器碳棒的设置误判问题。碳棒可能会因为测量点、接触点、准位点、地线长度、靠近磁性元件干扰等各式各样的设置问题而让示波器波无法呈现出真实的样貌。（图三：差动碳棒配置图四：错误的测量方式：焊接MOS点为PCB版）为避免这样的状况发生，碳棒的接触上需要注意以短、明确接线、不缠绕或者靠近切换信号源为重点。图五&图六：正确的测量方式：焊接MOS点为外壳点（Housing point）（图七、图八：MOS正常测量下无splike波形）（图九：测量点定义）总结：1）对于Mosfet，请尝试在外壳点（Housing point）测量波形（外壳和焊点的区别）。2）对于Probe，请尽量缩短探棒量测量测线回路面积。它可以避免接收到其他的干扰信号。MOS有误开并且损伤的风险可参阅上一篇分享文章，【Light一课】Infineon MOSFET MOS导通行不行-论英飞凌MOS导通条件参数登陆大大通，了解更多详情！发布于 2022-12-13 12:37・IP 属地广东MOSFET示波器消费电子​赞同​​添加评论​分享​喜欢​收藏​申请

从无到有，彻底搞懂MOSFET讲解（五） - 知乎

从无到有，彻底搞懂MOSFET讲解（五） - 知乎首发于从无到有，彻底搞懂MOSFET讲解切换模式写文章登录/注册从无到有，彻底搞懂MOSFET讲解（五）学海无涯不积跬步，无以至千里作者：鲁肃老师（张飞实战电子高级工程师）我们知道了三极管MOS管在进入饱和导通之前，必然会经过放大区。好在三极管经过放大区的时间很短，但是MOS管在米勒平台这段区域的时间会更长，也会更容易损坏。上面是Vgs波形，接下来我们来看Vds波形是什么样子的。那么，我们知道当Vgs电压达到Vth时，MOS管进入放大导通区域，而此时D端的电位会从原来的200V在t1~t2期间内会有略微的下降。同时，我们也知道，在Vgs电压达到Vth时，Id开始有电流了。我们通过固有转移特性知道，Vgs和Id成比例变化的，所以在米勒平台区域Id电流也是几乎没有变化，理想情况下，我们就认为它们是不变的。那么，到了某一时刻（t3），米勒平台效应就会结束。在米勒平台期间，MOS管的DS内阻Rdson在逐渐变小。工作在米勒平台区域，与工作在平台后的区域，管子的功耗问题。工作在米勒平台区域：管子内阻虽然在变小，但是还是很大。由于电流都是最大，所以功耗大。工作在平台区域之后：由于Rdson极小，所以功耗小。管子工作在饱和导通状态，相对比较安全。但是还是比较怕很高的dv/dt di/dt，因为这样斜率很陡，就会对MOS管产生冲击。一般在半导体器件的数据手册里面，都会标出它所能承受的最大的dv/dt di/dt。实际上MOS管有很多种沟道:最下面的沟道抗冲击最强，不过是英飞凌的，申请了发明专利。我们知道了，MOS管在米勒平台区发热量极大，内部结温很高，如果来了一个很大的冲击能量，还没等到结温往外散掉，就已经损坏了。如果你这个时候，虽然在外部测量到的表面温度不高，但是已经损坏，就是有可能是这个原因所导致的。接下来我们继续研究下面这幅图。在t2~t3期间：放大区在t3之后：饱和区当饱和之后，Rdson很小，分压下来，漏极电压就会很低。理论上Vds直线下降，但事实上是非线性的。在实际测试波形时，中间那一段非线性不一定能测得出来。那么，在t3时刻之后，Vds的曲线就如下图所示。那么接下来讨论t3时刻之后，米勒效应就消失，固有转移特性结束。当米勒效应消失，就只有原来的红色这条回路了。实际上米勒电容和电压也有关系，Crss电容不是一成不变的，与漏极的电压也有关系，漏极电压越高，效应越明显；漏极电压越低，效应不明显。这就是为什么高压的管子怕米勒效应，低压的管子不怕，这都是和漏极电压有关系的。结论：高压系统中的管子，越要注意米勒效应。理论上讲，t3时刻之后，Vds就是Rdson两端的压降，待会儿再讨论这个压降还会受什么因素的影响。我们知道，在米勒平台之后，只有红色这一条回路，Vgs电压继续上升，最终充到12V。对于MOS管来说，放大区是危险区域。那么进入饱和区之后，还要深入去研究Rdson，也就是说，在饱和区内Rdson还会受到Vgs电压幅值的影响。为什么呢？理论上讲，过了平台区就完全饱和了，而平台区的电压比如说4.5V，那么5V就完全饱和了啊。但事实上，由于MOSFET内在的特性，Rdson还没达到最小，随着Vgs两端电压幅值的升高，Rdson还会继续降低。那么，是不是Vgs越大越好呢？实际上，当电压大于10V时，Rdson就变化不那么明显了。所以，一般我们都用12V 15V作为Vgs的驱动电压，一般情况下，Vgs不要超过±20V，否则管子会损坏。那么，一般为了降低导通损耗，就需要提高Vgs，这是因为P=I^2*Rdson。不管是MOSFET还是三极管，幅值都需要限额，包括电压、电流、功率等。这里顺便讲一下器件的电气特性。器件的电气特性:电压、电流、功率（器件本身的损耗）、封装器件的极限：dv/dt ，di/dt，峰值下对应的时间（不能承受太长时间）根据刚刚的分析，t3时刻之后的一小段时间还是有一点点下降的，等到Vgs电压12V时，Rdson才会真正的是一条直线。讲解人：张飞实战电子鲁肃老师编辑于 2021-09-17 15:20电力MOS场效应晶体管模拟CMOS集成电路设计（书籍）IGBT​赞同 89​​4 条评论​分享​喜欢​收藏​申请转载​文章被以下专栏收录从无到有，彻底搞懂MOSFE

在MOSFET导通实际应用中，为什么以栅源电压vgs大于vth为判断依据 - 知乎

在MOSFET导通实际应用中，为什么以栅源电压vgs大于vth为判断依据 - 知乎切换模式写文章登录/注册在MOSFET导通实际应用中，为什么以栅源电压vgs大于vth为判断依据VBsemi微碧半导体每日更新科普知识的MOS管厂家微碧在网上看到这个问题:一般在介绍 MOS 管工作时，似乎都是说在栅极加一个电压，当栅极对衬底的电位差大于 VTH（阈值电压）时沟道形成，管子可以导通，而没有源极和漏极什么事。但为什么实际计算和使用时却是要以栅源电压 VGS（栅源电压）大于 VTH 为判断依据？其实这个很好理解，我们可以从VGS和VTH的关系进行入手：VTH 与 VGS 之间的关系可以通过 MOS 管的转移特性曲线来直观地表示。在 VGS 大于 VTH 时，MOS 管导通，电流可以通过；在 VGS 小于 VTH 时，MOS 管截止，电流几乎不会通过。因此，要实现 MOS 管的开关功能，需要确保 VGS 大于 VTH。那么，提到栅极电压与衬底电压之差大于阈值电压（VTH），这样沟道才能形成，从而导致MOS管导通。但实际计算和使用时，为什么我们更关注的是栅源电压（VGS）与阈值电压（VTH）之间的关系呢？可以用一个简单的公式表示：VGS = VTH + Vds。其中，Vds 是源极和漏极之间的电压。从这个公式可以看出，只要 Vds 足够大，即使 VGS 略小于 VTH，也可以使 MOS 管导通。因此，在实际应用中，我们通常关注 Vds 的大小，而不是 VGS 与 VTH 之间的差距。我们更关注栅源电压（VGS）与阈值电压（VTH）之间的关系，是因为这直接决定了MOS管的导通与截止状态。在MOS管导通时，栅源电压（VGS）大于阈值电压（VTH），沟道形成，电流可以通过器件。而在MOS管截止时，栅源电压（VGS）小于阈值电压（VTH），沟道被堵塞，电流无法通过。栅极电压与衬底电压之差大于阈值电压（VTH）是保证MOS管正常工作的必要条件，但并不足够决定MOS管的导通与截止。栅源电压（VGS）与阈值电压（VTH）之间的关系则直接影响MOS管的导通与截止。国庆假期接近尾声，微碧已经开工啦！每天依旧坚持更新~感谢大家的支持，喜欢的uu们话可以点个关注吗？！！主页会有更多你感兴趣的内容哦！编辑于 2023-10-05 15:52・IP 属地广东MOSFET电压半导体​赞同 1​​1 条评论​分享​喜欢​收藏​申请

mosfet规格书中VGS的第三个参数应该怎么理解？ - 知乎

mosfet规格书中VGS的第三个参数应该怎么理解？ - 知乎首页知乎知学堂发现等你来答​切换模式登录/注册开关电源电力MOS场效应晶体管MOSFETmosfet规格书中VGS的第三个参数应该怎么理解？[图片]显示全部 ​关注者2被浏览1,066关注问题​写回答​邀请回答​好问题​添加评论​分享​2 个回答默认排序小江谈芯功率芯片界的老兵，爱唠叨，好为人师！​ 关注有客官反馈：很实用！感觉应该出个合并版！好的，合并版如下：一、击穿电压秉承击穿电压第一原则，以1200V SiC MOSFET为例，相关内容巴拉巴拉如下：击穿电压在数据表中多次出现，详如下：1、数据表第一项（Maximum ratings ，最大额定值）第一个参数（Drain-source voltage，VDSS，漏源电压），测试条件：结温25℃；其值1200V；每家均有；其含义为漏源额定电压最大值为1200V。2、漏源击穿电压（Drain-Source Breakdown Voltage，V(BR)DSS），测试条件为：结温25℃，栅源短接，漏极电流为一定值（如1mA）；其值＞1200V；不是每家均有；其含义为漏源击穿电压最小值为1200V。3、漏电流（Zero gate voltage drain current，IDSS），测试条件为：结温25℃，栅源短接，漏极电压为一定值（1200V）；其值＜某一定值（如10uA）；部分厂家还会给出典型值或高温漏电流值；每家均有；其含义为漏电流最大值为10uA。4、安全工作区（Safe operating area，SOA），测试条件：单脉冲， Tj = 175°C（最大结温）, Tc = 25°C；其结果如下图；每家均有；其含义为曲线包围的部分是安全的，反之亦然。漏源电压VDS（横轴）＜1200V。无论何时何地，任何场景下漏源电压均不得超过1200V。1、有客官会问，若超过了或只是偶尔超过会如何？答：会“折寿”（开个玩笑但确实真的）；另一个考量就是数据表是厂家的承诺书，若超过该电压（1200V），则属于违规操作，推测厂家是免责的（赔钱换管子估计就别想了哈）。2、有客官会追问，实际器件耐压余量多大？答1：器件工作电压（800V）为漏源额定电压（1200V）的2/3； 答2：器件设计电压余量至少10%（1320V）？与终端设计强相关。3、继续追问，如何保证其可靠性？答：进行高温反偏试验（High Temperature Reverse Bias Test，HTRB等）等可靠性考核。 总结如下：1、漏源击穿电压是第一参数，需首要、着重关注；2、漏源电压小于额定值是安全的，反之亦然；3、进行HTRB等以保证其可靠性。二、阈值电压对于MOSFET而言，第二把交椅是阈值电压（Gate-source threshold voltage，VGS(th)）。这个排名或许会有争议，为何不是电流（DC drain current,ID）或导通电阻（Drain-source on-state resistance，RDS(on)）？很遗憾，笔者不是销售视角（电压/电流，电压/导通电阻朗朗上口），而更多的是从芯片设计角度来看数据表；所以暂且搁置排名争议，听笔者巴拉巴拉如下。阈值电压在数据表中多次出现，详如下：1、阈值电压（Gate-source threshold voltage，VGS(th)），测试条件：结温25℃，VDS=VGS, ID为某定值（如1mA）；其值为典型值（如3V，通常还会给出最小值/最大值和高温典型值）；每家均有；其含义为栅-漏短接施加电压，当漏极电流达到某定值时刻的栅-源电压值。2、转移特性（Transfer Characteristics）测试条件：结温25℃，VDS为某定值（如10V）脉冲；其结果为漏电流ID与栅-源电压（VGS）曲线（通常会给出多个温度曲线）；每家均有；其含义为漏端施加脉冲电压（如10V），绘制漏电流ID与栅-源电压（VGS）曲线。阈值电压VGS(th)为转移特性上的一点，两者为点/线关系。3、阈值电压VGS(th)温度曲线测试条件：VDS=VGS, ID为某定值（如1mA）；其结果为阈值电压VGS(th)与温度的曲线；不是每家均有。 对于SiC MOSFET而言，阈值电压公式如下： 与Si MOSFET不同，SiC MOSFET受高的界面态的影响（公式最后一项），阈值电压变大。 其中Φms为功函数差，εs为半导体介电常数，k为玻尔兹曼常数，T为热力学温度，NA为沟道区掺杂浓度，ni为本征载流子浓度，Cox为栅氧特征电容，q为电子电荷量，Qf为氧化层电荷，Qit为界面态电荷。 1、有客官会问，阈值电压多大才合理？答：不能大也不能小，一般为3-4V。阈值电压太小会导致误导通，而太大将导致导通损耗增大。 2、有客官会追问，阈值电压影响因素有哪些？哪个因素最关键？答1：阈值电压随栅氧厚度增加，沟道区掺杂浓度增大而增加。随界面态电荷增大而增加。答2：碳化硅MOSFET栅氧厚度约50nm，可调空间不大（太厚导致阈值增加，导通损耗增大；太薄存在栅可靠性问题）；沟道区掺杂可调范围有限；首要措施为应降低界面态，以提高其他影响因素的窗口。 3、继续追问，SiC MOSFET易发生漂移，原因是什么？如何保证其可靠性？答1：因SiC/SiO2界面处高的界面态，与半导体发生电荷交换，造成阈值电压漂移。 总结如下：1、阈值电压排名第二，典型值需合理（3-4V）；2、受高的界面态密度影响，阈值电压发生漂移；3、进行BTI等以保证其可靠性。三、导通电阻对于MOSFET而言，第三把交椅是导通电阻（Drain-source on-state resistance，RDS(on)）。导通电阻（Drain-source on-state resistance，RDS(on)）与电流（Continuous Drain Current ，ID）在此一起讨论，听笔者巴拉巴拉如下。电流在数据表中多次出现，详如下：1、电流（Continuous Drain Current ，ID），测试条件：壳温为定值（如25℃），最大结温下，VGS为某定值（如18V）；其值＜某定值（如20A，通常还会给出高壳温下最大值和脉冲电流最大值（Pulsed drain current，ID,pulse；也缩写为IDM））；每家均有；其含义为一定结温、栅压下，漏端最大电流。需注意的是，在数据表中ID不得大于该值！2、电流ID温度曲线测试条件：结温小于最大结温；其结果为电流ID与壳温的曲线；不是每家均有。通常还会给出最大功耗（Maximum Power Dissipation，Ptot；也缩写为PD）与壳温的曲线，如下： 最大损耗PD与电流ID的关系如下： 其中RDS(on)取最高结温下的最大值。最大损耗PD公式如下： 其中Tjmax为最高结温，Tc为壳温，RthJC为结-壳热阻，取最大值。3、安全工作区曲线测试条件：壳温为一定值（如25℃）；其结果如下图；每家均有；其含义为曲线包围的部分是安全的，反之亦然。电流ID＜脉冲电流最大值（通常为额定电流的3-4倍）。 导通电阻在数据表中多次出现，详如下：1、导通电阻（Drain-source on-state resistance，RDS(on)，也可缩写为Ron），测试条件：结温25℃，VGS为某定值（如15V）, ID为某定值（如10A）；其值为典型值（如150mΩ，通常还会给出最大值和高温典型值/最大值）；每家均有；其含义为一定栅压下，当电流达到某定值时刻的漏源电阻值。2、导通电阻曲线（结温Tj、栅压VGS和电流ID）其结果如下；每家均有；其含义为导通电阻变化规律（随结温升高，电流增加，栅压减小而增大）。3、输出特性（导通电阻隐含其中）测试条件：Tvj=25℃，其结果如下左图（通常还会给出低温和高温曲线）；每家均有。其含义为电流-漏源电压关系图。 MOSFET导通电阻由一串电阻构成，如下： 对于SiC MOSFET而言，沟道电阻RCH占比较大，公式如下： 其中LCH为沟道长度，Z为沟道宽度，μni为反型层电子迁移率，Cox为栅氧特征电容，VG为栅压，VTH为阈值电压。在研究中经常用到比导通电阻（specific on-resistance，RON，SP），为导通电阻与面积的乘积；其公式如下：其中Wcell为元胞单元尺寸（cell pitch）。 1、有客官会问，导通电阻是否越小越好？答：是的但又不是。比导通电阻（考虑了芯片面积（即成本））是更好的评价因子；还有优值（Figure of Merit，FOM）评价（如：BV2/Ron，sp，越大越好）。 2、有客官会追问，导通电阻越小电流越大？答：是的。但需注意最大损耗PD受结-壳热阻影响（封装影响），PD越大，电流越大。因此电流不仅受芯片限制（如导通电阻）还受封装限制（如结壳热阻）。 3、有客官会追问，导通电阻影响因素有哪些？哪个因素最关键？ 答：导通电阻影响因素受沟道长度/宽度、反型层迁移率、栅氧厚度、栅压、阈值电压。低的沟道迁移率是主要限制因素。可行措施除了提高沟道迁移率外，还可采用薄的栅氧（受可靠性影响，约50nm），短的沟道（受击穿下穿通影响，约0.5um），高的栅压（如18V，受栅可靠性限制），小的阈值电压（受误触发限制）。 从比导通电阻角度，需采用小的Pitch（受工艺限制）。 总结如下：1、导通电阻排名第三，越小越好；2、受多个因素影响，低的沟道迁移率是主要限制因素；3、电流不仅受芯片（导通电阻）限制，还受封装限制（热阻）；4、安全工作区曲线中“一横”为脉冲电流IDM，“一偏”为导通电阻。关于SOA，之前有两篇相关短文，如下：https://mp.weixin.qq.com/s/EwWX_8-TM1AjjKW8cmjVuwhttps://mp.weixin.qq.com/s/BIeeojr064SOEGJdgnmLCg四、开关特性从开关特性开始，不再进行座次排名。根据某大厂的数据表，测试电路及各个参数定义如下：开关测试电路为感性负载。时间参数分别为开通延迟时间td(on)，上升时间tr，开通时间ton，关断延迟时间td(off)、下降时间tf和关断时间toff；能量参数分别为开通损耗Eon、关断损耗Eoff和开关损耗Esw。开通延迟时间td(on)：从栅源电压Vgs终值的10%开始到漏源电压Vds降至其初值的90%为止；上升时间tr：紧接在td(on)之后，漏源电压Vds从初值的90%降低至10%。开通时间ton：ton=td(on)+tr。开通损耗Eon：漏源电压Vds和漏极电流ID的时间积分，从栅源电压Vgs终值的10%开始到漏源电压Vds降至其初值的2%为止。关断延迟时间td(off)：从栅源电压Vgs降落至初值的90%到漏源电压Vds上升至其终值的10%为止；下降时间tf：紧接在td(off)之后，漏源电压Vds从终值的10%上升至90%。关断时间toff：toff=td(off)+tf。关断损耗Eoff：漏源电压Vds和漏极电流ID的时间积分，从栅源电压Vgs初值的90%开始到漏极电流ID降至其初值的2%为止。开关损耗Esw：Esw=Eon+Eoff，有时也写为Etot。开关特性在数据表中多次出现，详如下：1、在靠前的表格中出现。测试条件：壳温为定值（25℃），电源电压Vdd为某定值（800V），漏极电流为某定值（25A），栅压Vgs为两个定值（0/18V），栅电阻为某定值（2Ω），通常还会给出负载类型、寄生电感大小即续流二极管等。每家均有，个别厂家参数不全，个别厂家会还会给出高温数据。2、在靠后的图中多次出现。通常还会给出开关特性与结温Tj、栅电阻Rg、漏极电流ID的关系图，如下：开关损耗与结温的关系图。总结如下：1、开关特性是MOSFET蛮重要的参数；2、开关特性不仅与MOSFET芯片相关，还受外电路影响；3、不同的厂家的数据表，开关特性仅供参考，对比意义不大。五、热、力等等数据表中除了电学特性，还有诸多非电（如热、力等）的参数。1、数据表开头一般都会给出关键特性参数和应用等信息；其目的为宣传展示，方便客户选择。2、结温等；3、热阻；曲线中给出瞬态热阻曲线；4、力相关；5、封装信息；6、版本信息。数据表中除了MOSFET本身，通常还会给出体二极管的特性，在此不做展开。再分享两个半导体特性：热导率，单位W/cm·K；物理意义为当温度垂直向下梯度为1℃/m时，单位时间内通过单位水平截面积所传递的热量。杨氏模量，单位pa；这个笔者不懂。为何要巴拉这两个特性出来，是笔者认为半导体的问题除了电的问题、还可能是热，或者是力的问题；分析问题的时候，仅有电的视角是远远不够的，开了热、力的脑洞，大致能找到病因。最后做一个总结：1、数据表是芯片的产品手册，包含了诸多信息；2、其目的为吸引买家挑选，是买卖双方的“桥梁”；3、由“表”及“里”；4、卖芯片的，需仔细做一个好看顺眼的“数据表”；若毛毛糙糙，难免首轮被淘汰；5、买芯片的，需“火眼金睛”，不要被“表”迷惑。全文完，客官们轻拍！编辑于 2023-10-08 14:12​赞同 7​​添加评论​分享​收藏​喜欢收起​樱华稻羽​ 关注应该是测试条件，当给GS端持续输入一个电压幅值为VGS、并且上升沿为25ns的重复性脉冲，该mos管能够工作在高频开关状态发布于 2022-09-17 11:53​赞同​​添加评论​分享​收藏​喜欢收起​​

MOSFET导通电阻Rds(ON)与VGS、结温、耐压之间是什么关系呢？ - 知乎

MOSFET导通电阻Rds(ON)与VGS、结温、耐压之间是什么关系呢？ - 知乎首页知乎知学堂发现等你来答​切换模式登录/注册电子开关电源电力电子元器件IGBTMOSFETMOSFET导通电阻Rds(ON)与VGS、结温、耐压之间是什么关系呢？《 泰德兰电子 》提供AOS美国万代功率MOSFET 的型号选型及应用问题分析以及mojay茂捷的AC-DC ,torex特瑞仕的DC-DC 电源IC…显示全部 ​关注者15被浏览94,444关注问题​写回答​邀请回答​好问题 1​添加评论​分享​3 个回答默认排序英飞凌​已认证账号​ 关注答案可以参考如下几张图：Rds（on）与Vgs的关系：随着Vgs增大，Rds（on）逐渐减小，一般MOSFET在Vgs电压达到10V左右时完全导通，Rds（on）变化不大。Rds（on）和结温关系：Rds（on）会随着结温的升高而升高，在实际使用中需要考虑环境温度来选择合适Rds（on）的器件。Rds（on）和耐压的关系：一般，耐压比较高的器件相对Rds(on)会更大。若您想寻找更多应用、产品信息或想联系我们购买产品，欢迎点击此处填写您的个人信息及需求，我们将安排专人后续跟进。编辑于 2022-10-25 20:34​赞同 25​​3 条评论​分享​收藏​喜欢收起​小江谈芯功率芯片界的老兵，爱唠叨，好为人师！​ 关注老友来的语音，听得我一脸懵，只听说过击穿电压和导通电阻的折中。待进一步沟通后才清晰起来。问题是：从哪方面优化导通电阻，而对阈值电压影响尽量小。懂了，不能调栅氧，不能调P阱，咋个把导通电阻降下来？！先来个说明哈，在此文中，导通电阻和比导通电阻（比导）不作区分。所以问题是，从哪方面优化导通电阻，而对阈值电压影响尽量小。以下为分析，开门见山，直接上公式，为啥调阈值电压会降低比导呢？其中Rch,sp为沟道区的比导，Lch为沟道长度，Wcell为元胞单元尺寸（Pitch），μni为沟道区的迁移率，Cox为栅氧特征电容（Cox=εox/tox，εox为栅氧介电常数，tox为栅氧厚度），Vg为栅压，Vth为阈值电压。由上式可知，采用薄的栅氧和小的阈值电压，沟道比导减小；当然还有其他方式（减小沟道长度/元胞单元尺寸、增大沟道迁移率/栅压）。这个方法的缺点是短路电流增大，短路耐受减小（输出曲线往左往高摆了）。沟道比导只是一部分，导通电阻还有其他组成，如下图。先摘简单的，衬底比导Rsub,sp有如下公式：其中ρsub为衬底电阻率，tsub为衬底厚度。减小衬底电阻率/衬底厚度，衬底比导降低。但幅度多大呢？笔者进行了计算，300um的厚度,0.03Ω·cm的衬底，该部分比导0.9mΩ·cm2（一个值得关注的值）。除了沟道比导Rch,sp和衬底比导Rsub,sp，还有其他组分。衬底掺杂浓度约1E19/cm3，背面漏接触比导Rcd,sp约0.01mΩ·cm2，是一个可以忽略的值。再看下正面正面源接触比Rcs,sp，该值会放大，公式如下。其中Wcell为元胞单元尺寸，Wc为接触孔宽度，Ws为P阱接触宽度。假设Wcell=7um，Wc=2um，Ws=1um，ρc=1e-5Ω·cm2，则Rcs,sp为0.07mΩ·cm2，是一个需要关注的值。其他比导公式及计算结果如下。源区比导Rsn+,sp，约0.015mΩ·cm2；N+源区掺杂方块电阻ρsqn+取300Ω/□，N+长度Ln+为1.5um。沟道比导Rch,sp，约2.1mΩ·cm2；沟道长度Lch=0.5um，元胞单元尺寸Wcell=7um，μni=20cm2/V·s，COX=6.9e-8F/cm2（tox=50nm），Vg=15V，Vth=3V。积累区比导Ra,sp，约0.25mΩ·cm2；系数KA取0.6，多晶宽度Wg=4um，P阱结深xjp=1um，积累区迁移率μna=100cm2/V·s。JFET区比导Rjfet,sp，约0.035mΩ·cm2（核算了两次，乖乖，为何这小呢？）；JFET区电阻率ρjfet=0.1Ω·cm（μnj=600cm2/V·s），W0=0um。漂移区比导Rd,sp，约1.8mΩ·cm2；漂移区电阻率ρd=1.56Ω·cm（μnd=800cm2/V·s，掺杂浓度5E15/cm3），漂移区厚度t=10um，a=2um。各部分比导及占比如下表：简单估算结果，占比由高到低依次为漂移区、沟道、衬底。。。最后再返回开头，换一个逻辑来聊这个话题。阈值电压的公式如下：沟道比导的公式如下：对比如上两个公式，降低沟道比导而不影响阈值电压的措施为：提高沟道迁移率，缩短沟道长度，减小元胞单元尺寸。全文完，客官们轻拍！某号首发，欢迎关注。SiC MOSFET阈值电压和导通电阻折中怎么看？（阿秋）发布于 2024-03-04 17:37​赞同 5​​添加评论​分享​收藏​喜欢收起​​

mos管的datasheet里怎么找到Vgs（off）？ - 知乎

mos管的datasheet里怎么找到Vgs（off）？ - 知乎首页知乎知学堂发现等你来答​切换模式登录/注册微电子晶体管PCB 硬件 工程师mos管的datasheet里怎么找到Vgs（off）？[图片] [图片] [图片] 问下，这个管子要工作在恒流区的话，如Vgs=10,为满足条件Vds>Vgs-Vgs(off)，这的Vgs(off)怎么看…显示全部 ​关注者2被浏览1,166关注问题​写回答​邀请回答​好问题​添加评论​分享​1 个回答默认排序Logan微电子专业，光电工程师; 南阎浮提，人~​ 关注里面规格书有，Vgs(th)分布为2~4V. 并有测试条件是Vgs=Vds,电流为250uA时的电压。Vgs(th)就是阈值电压的意思。是MOS管的开启电压。后面的理解正确。当Vds>Vgs-Vth基本就是处于饱和区。编辑于 2021-11-17 07:10​赞同​​8 条评论​分享​收藏​喜欢收起​​

vgs命令 – 显示逻辑卷的卷组信息 – Linux命令大全(手册)

vgs命令 – 显示逻辑卷的卷组信息 – Linux命令大全(手册)

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vgs命令 – 显示逻辑卷的卷组信息

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vgs命令来自英文词组“volume groups display”的缩写，其功能是用于显示逻辑卷的卷组信息。LVM逻辑卷管理器中vg卷组是由一个或多个pv物理卷组成的设备，使用vgs命令能够查看到其基本信息，如若想要看到更详细的参数信息则需要使用vgdisplay命令。

语法格式: vgs [参数] [卷组名]

常用参数：

--aligned使用分隔符对齐显示结果信息--all显示所有的卷组信息--help显示帮助信息--nameprefixes设置在前缀加上字段名--noheadings不显示标题行--nosuffix设置在输出尺寸上后缀--rows输出的列作为行--unbuffered直接输出内容，无需排序或对齐列--units设置显示卷组大小时的单位--version显示版本信息

参考示例

查看系统中所有的卷组设备信息：

[root@linuxcool ~]# vgs

VG #PV #LV #SN Attr VSize VFree

rhel 1 2 0 wz--n- <19.00g 0

查看系统中所有的卷组设备信息，不显示标题行：

[root@linuxcool ~]# vgs --noheadings

rhel 1 2 0 wz--n- <19.00g 0

指定以兆（M）为单位输出卷组设备大小信息：

[root@linuxcool ~]# vgs --units=M

VG #PV #LV #SN Attr VSize VFree

rhel 1 2 0 wz--n- 20396.90M 0M

与该功能相关的Linux命令：vgextend命令 – 扩展卷组设备gdisk命令 – 交互式管理GTP分区设备pvresize命令 – 调整LVM中物理卷的容量大小fsconf命令 – 设置文件系统相关功能swapon命令 – 激活交换分区partprobe命令 – 重读分区表信息pvcreate命令 – 创建物理卷设备lvs命令 – 报告有关逻辑卷的信息mkfs.ext4 命令 – 对磁盘设备进行EXT4格式化newgrp命令 – 登入另一个群组

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刘遄

《Linux就该这么学》书籍作者，RHCA认证架构师，教育学（计算机专业硕士）。

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MOSFET 的线性区和饱和区的分界点为什么是Vds=Vgs-开启电压？ - 知乎

MOSFET 的线性区和饱和区的分界点为什么是Vds=Vgs-开启电压？ - 知乎首页知乎知学堂发现等你来答​切换模式登录/注册半导体模拟电子技术开关电源MOSFET 的线性区和饱和区的分界点为什么是Vds=Vgs-开启电压？关注者27被浏览98,996关注问题​写回答​邀请回答​好问题 7​添加评论​分享​3 个回答默认排序知乎用户​芯片（集成电路）话题下的优秀答主Vdsat=Vgs-Vth 是一个基于沟道夹断的近似模型，实际上并不是很准确，尤其是在短沟道器件、FINFET器件误差会较大。实际的Vdsat会比这个值更小。沟道夹断模型认为当Vds>=Vgs-Vth 时，Vgd小于Vth，漏端已经不能形成反型层，沟道在漏端发生夹断。由于夹断区场强很大，所以虽然没有沟道依然会把沟道里的载流子强行拉过耗尽区进入漏极。此时额外的Vds电压全部落在夹断区的耗尽层上，所以电流不随Vds增大（不考虑沟长调制效应）。而短沟道器件由于场强较大，速度饱和效应可能先于沟道夹断导致电流饱和。速度饱和效应是指载流子迁移率随着电场强度上升而下降，导致载流子平均速度存在一个极限，无法随着电场强度无限增加。当电场强度达到临界饱和场强Ec时，载流子到达速度极限，此时电流就不会随着Vds的增加而增加了，mos管也就进入了饱和区。所以理论上当沟长L乘以材料的饱和临界场强Ec远大于Vgs-Vth的时候（长沟器件），沟道夹断模型更合理；当沟长L乘以材料的饱和临界场强Ec远小于Vgs-Vth的时候（短沟器件），速度饱和模型更合理。实际上现在的工艺无论是用沟道夹断模型还是速度饱和模型都不是很精确，所以又有了两区模型——把沟道划分为强场区和弱场区，分别应用速度饱和模型和沟道夹断模型。然而并没什么卵用，精度还是不大行。所以现在的仿真模型都是直接测量后数值拟合了，不再试图根据物理效应来建模。手算的时候反正几个模型都不怎么准，不如用沟道夹断的Vdsat=Vgs-Vth 计算上还更简单一点……编辑于 2018-07-05 13:32​赞同 61​​14 条评论​分享​收藏​喜欢收起​Anadog硅片上搬砖的农民工​ 关注当vds增大到超过vgs-vth时，漏端与栅极的电压差小于一个vth，此时沟道夹断，因此这一点也称为夹断点。沟道夹断后，vds继续增加，沟道电流将不再增加（实际上由于沟道长度调制效应，电流会有一定增加），也就是进入饱和区。总体来说线性和饱和的定义是根据vds和沟道电流ids的关系来的，在线性区，ids随着vds增加而增加，近似线性关系。当vds超过vgs-vth，即沟道夹断后，电流不随vds增加而增加，即电流饱和。编辑于 2018-06-15 18:09​赞同 11​​10 条评论​分享​收藏​喜欢收起​​

所谓MOSFET－阈值、ID-VGS特性及温度特性 - 电源设计电子电路基础电源技术信息网站_罗姆电源设计R课堂

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所谓MOSFET－阈值、ID-VGS特性及温度特性

2017.08.10

所谓MOSFET－阈值、ID-VGS特性及温度特性

继上一篇MOSFET的开关特性之后，本篇介绍MOSFET的重要特性–栅极阈值电压、ID-VGS特性、以及各自的温度特性。

MOSFET的VGS(th)：栅极阈值电压

MOSFET的VGS(th)：栅极阈值电压是为使MOSFET导通，栅极与源极间必需的电压。也就是说，VGS如果是阈值以上的电压，则MOSFET导通。

可能有人问，这种“MOSFET导通”的状态，到底是“电流ID是多少的状态呢？”。的确，ID随VGS而变化。从VGS(th)的规格值的角度看，只要条件没有确定，就无法保证VGS(th)的值，因此在MOSFET的技术规格中规定了条件。这个表是从N-ch 600V 4A的功率MOSFET：R6004KNX的技术规格中摘录的。

蓝线框起来的是VGS(th)，条件栏中VDS=10V、ID=1mA，该条件下保证VGS(th)最小3V、最大5V（Ta=25℃）。

也就是使VGS不断上升，则MOSFET开始导通（ID流出），ID为1mA时VGS为3V以上5V以下的某个值，该值就是VGS(th)。表达的方法有很多，可以将VDS=10V、ID=1mA时定义为MOSFET的导通状态，将此时的VGS作为VGS(th)，值在3V～5V之间。

顺便提一下，不仅局限于MOSFET，相对于输入，输出和功能的导通/关断等某种状态改变的电压和电流的值称为“阈值”。

VGS(th)、ID-VGS与温度特性

首先从表示ID-VGS特性的图表中，读取这个MOSFET的VGS(th)。VDS=10V的条件是一致的。ID为1mA时的VGS为VGS(th)，因此Ta=25℃的曲线与1mA（0.001A）的线交界处的VGS约3.8V。技术规格中虽未给出代表值（Typ），但从图表中可以看出，VGS(th)的Typ值为3.8V左右。图表的值基本上可理解为Typ值。

然后是ID-VGS特性，作为VGS(th)的规格值，ID=1mA即可，但实际使用时，没有使用4A的MOSFET、ID为1mA的使用方法。例如Ta=25℃，需要1A的ID时，从这张图表中可以看出，所需的VGS为5.3V左右。

由图可知，ID-VGS的温度特性是随着温度升高，VGS恒定的话，ID呈増加趋势。以前面的Ta=25℃、ID=1A的条件为例，Ta=75℃时ID约1.5A左右，有些使用条件下需要注意。

顺序是反的，请看VGS(th)的温度特性图表。就像从ID-VGS的图表中读取到的一样，25℃时VGS(th)约3.8V。这张图中的温度是Tj，如有的记述为“pulsed”一样，是脉冲试验的数据，因此可以认为Tj≒Ta≒25℃。

温度特性可以看出VGS(th)随着温度的升高有下降趋势。这表明当温度上升时，VGS(th)变低，就是更低的VGS流过更多的ID。当然，也就是说，这与ID-VGS的温度特性一致。

另外，VGS(th)可用于推算Tj。VGS(th)的温度特性中有直线性，因此可除以系数，根据VGS(th)的变化量计算温度上升。

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ID, ID-VGS特性, VGS, VGS(th), 栅极阈值, MOSFET

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一文弄懂MOS管的导通过程和损耗分析_Vgs

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一文弄懂MOS管的导通过程和损耗分析

2020-09-27 08:38

来源:

电子工程专辑.

原标题：一文弄懂MOS管的导通过程和损耗分析

MOS管在平时的电源电路和驱动电路的设计中使用非常广泛，只有深入了解其工作原理和规格书参数才能保证设计的稳定可靠。

1. MOS管导通过程分析

MOS管和三极管的特性曲线分别如图1和图2所示，它们各自区间的命名有所不同，其中MOS管的饱和区也称为恒流区、放大区。其中一个主要的不同点在于MOS管有个可变电阻区，而三极管则是饱和区，没有可变电阻区的说法。从图中也能明显看出，MOS管在可变电阻区内，Vgs一定时，Id和Vds近似为线性关系，不同Vgs值对应不同的曲线斜率，即漏极D和源极S之间的电阻值Rds受控于Vgs;而三极管在饱和区内，不同Ib值的曲线都重合在一起，即曲线斜率相同，阻值相同。

图1

图2

MOS管导通过程中的各电压电流曲线如图3所示，其中Vgs曲线有著名(臭名昭著)的米勒平台，即Vgs在某段时间(t3-t2)内保持不变。

展开全文

图3

我们知道MOS管是压控器件，不同于三极管是流控器件，但是实际上MOS管在从关断到导通的过程也是需要电流(电荷)的，原因是因为MOS管各极之间存在寄生电容Cgd，Cgs和Cds，如图4所示。MOS管导通条件是Vgs电压至少达到阈值电压Vgs(th)，其通过栅极电荷对Cgs电容充电实现，当MOS管完全导通后就不需要提供电流了，即压控的意思。这三个寄生电容参数值在MOS管的规格书中一般是以Ciss，Coss和Crss形式给出，其对应关系为：Cgd=Crss;Cds=Coss-Crss;Cgs=Ciss-Crss。

图4

在MOS管的规格书上一般还有如图5所示的栅极充电曲线，其可以很好地解释为何Vgs电压会有米勒平台。Vgs一开始随着栅极电荷的增加而增加，但是当Vgs增加到米勒平台电压大小Vp时，即使栅极电荷继续增加，Vgs也保持不变，因为增加的栅极电荷被用来给Cgd电容进行充电。因此，MOS管会有对应的Qgs，Qgd和Qg电荷参数，如图6所示。在MOS管截止时，漏极电压对Cgd充电，Cgd的电压极性是上正下负;当MOS管进入米勒平台后，大部分的栅极电荷用来对Cgd进行充电，但是极性与漏极充电相反，即下正上负，因此也可理解为对Cgd反向放电，最终使得Vgd电压由负变正，结束米勒平台进入可变电阻区。米勒平台时间内，Vds开始下降，米勒平台的持续时间即为Vds电压从最大值下降到最小值的时间。由此可见米勒平台时间与电容Cgd大小成正比，在通信设备行业中-48V电源的缓启动电路经常在MOS管栅漏极间并联一个较大的电容，以延长米勒平台时间来达到电压缓启动的目的。

图5

图6

米勒平台电压的大小可以近似地通过以下公式进行估算，Id=gfs(Vp-Vgs(th))，通过规格书可以得到阈值电压Vgs(th)和跨导gfs，根据电路参数可以得到漏极电流Id，因此，可以近似推算出米勒平台电压Vp。但是需要注意的是跨导gfs并不是一个常数，规格书中给出的数值都是基于一定的Vds和Id条件下得到的。此外，还有另外一种估算方法Id=K(Vp-Vgs(th))2，根据规格书中的参数计算出常数K，然后计算得到Vp，有兴趣的可以查阅参考文献2。

了解了MOS管的米勒平台后，我们可以分析一下图3所示导通过程中MOS管电压电流的变化曲线。以常见的MOS管开关电路为例，在t0~t1时间段内，Vgs小于阈值电压Vgs(th)时，MOS管处于截止区关断，漏极电流Id=0，漏源极电压差Vds为输入电压Vin。

在t1~t2时间段内，随着Vgs从阈值电压Vgs(th)逐渐增大至米勒平台电压Vp，电流Id从0开始逐渐增大至最大值，MOS管开始导通，并进入恒流区(饱和区)。此时Vds仍旧维持不变，但是实际电路中可能会由于各种杂散寄生电感等因素的影响，也会产生一部分压降损失，导致实际的Vds会略微下降。同三极管类似，MOS管在饱和区内具有相似的放大特性，其公式为：Id=gfs*Vgs，gfs为MOS管的跨导，可从规格书中得到。

在t2~t3时间段内，当Id逐渐增大至最大值(由电路参数决定)时，MOS管开始进入米勒平台，由于电流Id已经达到最大值保持不变，所以Vgs=Id/gfs亦保持不变，即从公式角度也可以解释米勒平台。在t2~t3时间段内，Vds开始以一定斜率下降。但是实际下降的斜率在整个时间段内并非一直保持不变。因为MOS管的Cgd电容在这个过程中是变化的，一开始Cgd较小，之后变大，所以实际的VDS曲线斜率会稍有变化，即一开始Cgd电容小，电压下降较快，之后Cgd电容较大，电压下降较慢，Cgd电容值的变化曲线如图7所示。

图7

在t3之后，MOS管进入可变电阻区，米勒平台结束，Vgs电压在栅极电荷的驱动下继续升高至最大值，Vds则电压下降至最低值Rds(on)*Id。图3 MOS管导通曲线的简化版如图8所示，分析问题时图8已经足够使用。MOS管关断时的分析过程相反，其变化曲线如图9所示。

图8

图9

t1和t2的时间可以根据RC充放电原理进行近似计算，t1=Rg*Ciss*ln(Vgs/(Vgs-Vgs(th)))，t2= Rg*Ciss*ln(Vgs/(Vgs-Vp))，其中Vgs为栅极驱动电压大小，Rg为栅极驱动电阻。t2值近似于规格书中的参数延时导通时间td(on)。米勒平台的持续时间tp可以通过以下公式近似计算：由于该时间段内Vp保持不变，因此栅极驱动电流大小Ig=(Vgs-Vp)/Rg，tp=Qgd/Ig。tp=t3-t2，近似于规格书中的参数上升时间tr。

2. MOS管损耗分析

MOS管损耗主要有开关损耗(开通损耗和关断损耗，关注参数Cgd(Crss))、栅极驱动损耗(关注参数Qg)和导通损耗(关注参数Rds(on))等。

以如图10所示的同步BUCK拓扑为例进行说明，由于高侧的开关管Q1和低侧的同步管Q2组成一个半桥结构，为了防止两个MOS管同时导通而使输入回路短路，因此两个MOS管的驱动信号会存在一个死区时间，即两个MOS管都关断。在死区时间内，由于电感的电流不能突变，因此同步管Q2的寄生体二极管将率先导通进行续流。正是由于体二极管导通后，同步管Q2才被驱动导通，在忽略二极管压降的情况下，同步管Q2导通时两端电压为0，可以看作是0电压导通;同步管Q2导通后，其两端电压为0直至关断，因此也是0电压关断。因此，同步管Q2基本没有开关损耗，这意味着对于同步管的选取，功耗主要取决于与导通电阻RDS(on)相关的导通损耗，而开关损耗可以忽略不计，因此不必考虑栅极电荷Qg。而高侧的开关管Q1由于开通和关闭时都不是0电压，因此要基于导通损耗和开关损耗综合来考虑。

图10

所谓开关损耗是指MOS管在开通和关断过程中，电压和电流不为0，存在功率损耗。由前述MOS管导通过程可知，开关损耗主要集中在t1~t3时间段内。而米勒平台时间和MOS管寄生电容Crss成正比，其在MOS管的开关损耗中所占比例最大，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOS管的开关损耗中起主导作用。因此对于MOS管的选型，不仅需要考虑栅极电荷Qg和栅极电阻Rg，也需要同时考虑Crss(Cgd)的大小，其同时也会在规格书的上升时间tr和下降时间tf参数上有间接反映，MOS管的关键参数如图11所示。

图11

MOS管的各种损耗可以通过以下公式近似估算：

导通损耗：

Q1管：P(HO) = D × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3);

Q2管：P(LO) = (1 - D) × (IO 2 × RDS(ON) × 1.3);

系数1.3主要是考虑MOS管的导通电阻会随着温度的升高而增加。

栅极驱动损耗：

PGC = n ×VCC × Qg × fSW;

n表示MOS管的个数(MOS管选型相同时)，fSW表示开关频率;栅极驱动损耗主要是发生在电源控制芯片上，而非MOS管上，但是其大小与MOS管的参数有关。

开关损耗：

PSW = 0.5× Vin × Io × (tr + tf) × fSW;

系数0.5是因为将MOS管导通曲线看成是近似线性，折算成面积功率，系数就是0.5;Vin是输入电压，Io是输出电流;tr和tf是MOS管的上升时间和下降时间，分别指的是漏源电压从90%下降到10%和漏源电压从10%上升到90%的时间，可以近似看作米勒平台的持续时间，即图3中的(t3-t2)。另外，规格书中的td(on)和td(off)可以近似看作是Vgs电压从0开始上升到米勒平台电压的时间，即图3中的t2。

作者：电子小白菜

来源：硬核电子

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